Ciclotrón de tubo. Un circulotrón a partir de materiales de desecho o Cómo hacer un amplificador de válvulas a partir de prácticamente cualquier cosa. Amplificador de válvulas sin transformador
La tarea se planteó de la siguiente manera: construir un amplificador estéreo HiFi doméstico con una potencia de aproximadamente 10-12 vatios a partir de las piezas disponibles.
Intente optimizar los circuitos existentes utilizando instrumentos de medición que no estaban disponibles en los años 30 y 50 del siglo pasado y obtenga un coeficiente de distorsión armónica inferior al 0,5% a máxima potencia.
Tenga salidas en cada canal para dos resistencias de carga: 8 y 16 ohmios.
Esquema:
Transformadores de salida TPP280-127/220-50, ánodo TA247, filamento TN46. Los voltajes indicados son aquellos que fueron medidos en un circuito real sin señal. Entre paréntesis están los valores del canal derecho.
La corriente de reposo de cada lámpara de la etapa de salida es de aproximadamente 30 a 35 miliamperios.
Era demasiado vago para dibujar los circuitos de filamento, alimentar la hélice, encender los LED y cambiar las entradas. Quedan cuatro devanados sin usar en el transformador de salida que se pueden conectar a una carga de ocho ohmios.
Con un coeficiente armónico suficientemente bajo, se observó una diferencia de voltaje significativa de 10 a 15 voltios en los ánodos de las lámparas de la etapa preterminal. Es decir, no intenté equilibrar nada allí.
Se eligió el circulotrón sólo porque los transformadores utilizados como salidas, cuando se encienden tradicionalmente, no bajaban de 70-80 Hercios, pero el transformador de ánodo permitió obtener cuatro fuentes aisladas de 350 voltios en reposo.
Resultados del analizador de espectro.
Canal izquierdo:
Canal derecho:
Las mediciones se llevaron a cabo cuando ambos canales bombean energía a la carga cerca del comienzo de la limitación; el voltaje en el equivalente de carga es de 16 ohmios y 14 voltios. Este valor se toma convencionalmente como la potencia de salida máxima: aproximadamente 12 vatios.
Ancho de banda con reducción de -2 dB de 30 a 18000 Hz a un nivel de -6 dB
La distorsión armónica a un nivel de salida de -20 dB, es decir, a una centésima parte de la potencia máxima, es aproximadamente del 0,06% (la resolución de mi sistema de medición se ilustra en esta imagen:
Cuando el voltaje de polarización de la etapa de salida aumenta a -13,5 voltios, la distorsión armónica a máxima potencia no cambia, pero a un nivel de salida de -20 dB es aproximadamente 0,12-0,15%, lo que ilustra claramente la diferencia entre la clase A y la clase AB. .
El nivel de ruido/fondo es de aproximadamente -75 dB, no utilicé ninguna medida especial para combatir el fondo. La sensibilidad es de aproximadamente medio voltio o incluso más: la señal en las salidas de un reproductor de audio de computadora y un reproductor de CD es suficiente para funcionar a pleno rendimiento, e incluso con un margen de seis decibeles. En este caso, el desequilibrio de ganancia entre los canales es de aproximadamente 3 dB.
Algunas fotos más:
Todavía no he descubierto cómo construir un generador de software de doble frecuencia simple para medir la distorsión de intermodulación, pero después de mirar las imágenes que ya recibí, decidí que no lo haré. Después de todo, un 0,4% de armónicos a 12 vatios de un par de 6P14P sin retroalimentación es incluso mejor de lo que esperaba.
Para obtener este resultado, tuvimos que seleccionar cuidadosamente las lámparas y equilibrar el inversor de fase. Con lámparas "no óptimas", el coeficiente armónico (sujeto a equilibrio) a la potencia máxima aumenta de una vez y media a tres veces, por ejemplo, cuando se instala en la etapa preterminal 6N1P, era de aproximadamente 0,7%.
Responderé cualquier pregunta y me probaré cualquier cosa, si puedo :-)
En la antigua literatura soviética se le llamaba amplificador antiparalelo (puente), en la literatura occidental se le llamaba ciclotrón (circlotrón, circulotrón). Llámelo como le resulte más cómodo y familiar. En el artículo utilizaré la palabra "ciclotrón".
Pero en esencia se trata de una cascada de puentes push-pull. En el futuro, por simplicidad, lo llamaré ciclotrón, ya que este concepto es más familiar para todos. Según el método de conexión con la carga, los ciclotrones se dividen en transformador, autotransformador, estrangulador, ánodo, ciclotrones SE y ciclotrones sin transformador (OTL).
Mi siguiente historia será sobre el ciclotrón OTL, es decir, sobre una etapa de potencia de puente push-pull sin transformador con resistencias en los cátodos de las lámparas de salida.
¿Por qué recurrí a este tema?
Hay varias razones. En primer lugar, hubo muchos ataques de los partidarios de los amplificadores transformadores a todo lo que no tenía transformadores, y en segundo lugar, admito honestamente que no puedo enrollar un trance de salida de alta calidad hecho en casa, creo que no todos los aficionados pueden hacer esto, y solo con profesionales. equipo. Bueno, y en tercer lugar, compré varios 6С33С-В, quería construir algo potente y a gran escala utilizando estos maravillosos triodos. Entonces, a pesar del primer motivo, arrepintiéndome del segundo y gracias al tercero, me dispuse a implementar la idea.
Primer proyecto
Todo comenzó en 1996, entonces todavía no tenía Internet ni una cámara digital, por lo que, lamentablemente, no puedo proporcionar fotografías del montaje paso a paso del amplificador. Las obras se completaron en un 90% en un año y luego se detuvieron durante años y años por diversas razones. Al estimar el diseño del futuro dispositivo, partí del máximo de que era posible exprimir 33 lámparas de un par en push-pull, no por el objetivo, sino por interés deportivo. La versión de prueba se realizó en una placa de pruebas. Se supuso que la carga del amplificador serían altavoces en dos altavoces LOMO 2A12-U4 conectados en serie con una resistencia total de 30 ohmios (lea el artículo sobre altavoces en la sección "Proyectos de acústica").El amplificador se calculó en base a las características de las lámparas.
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Empezaré desde el final del tratado. En los brazos de la etapa final (OK) hay una lámpara 6S33S-V. Se eligió que el voltaje del ánodo fuera de 160 V con una corriente de reposo de 100 mA. Polarización -60-70V fija. Me gustaría llamar su atención sobre el hecho de que en un ciclotrón no fluye corriente a través de las resistencias catódicas en condiciones estáticas; los cátodos están a potencial cero. ¡Por lo tanto, la compensación es sólo fija! Ambas resistencias catódicas están conectadas en paralelo con la carga, su valor se selecciona en función del hecho de que la carga no está desviada.
En términos de corriente alterna, las lámparas OK del ciclotrón están conectadas en paralelo, lo que significa que el Rout es cuatro veces menor que en los circuitos push-pull convencionales. La cascada funciona normalmente con valores nominales Rк - 510 Ohm-3 kOhm. Lo probé incluso a Rк = 15 ohmios, pero la potencia de la cascada disminuyó y se observó cierta "agudización" de los picos de la onda sinusoidal. Dado que la etapa amplificadora es un seguidor de cátodo, el voltaje en Rk es casi igual al voltaje de entrada en la red. Una resistencia variable en el circuito de polarización establece el "equilibrio cero" en la salida estática después de que las lámparas se hayan calentado. Este cero se controla mediante un miliamperímetro con escala central y límites de desviación de -50...+50mA, conectado a través de una resistencia limitadora de 200 Ohm. Incluso con el desequilibrio máximo de los brazos (la perilla del potenciómetro se gira a cualquier posición extrema) y cuando se enciende la potencia máxima inmediatamente, la aguja del dispositivo produce una sobrecarga breve hasta la marca de 50 mA o incluso se sale ligeramente de la escala, lo que corresponde a la aparición temporal de 10V constantes en la carga. En la práctica, esta cifra es un orden de magnitud menor cuando las lámparas se calientan adecuadamente.
Se eligió la lámpara del controlador 6N6P-E, cuyas rejillas están conectadas directamente a los ánodos del bass reflex (FI) del 6N23P-EV (Ua=110V, Ia=7...8mA). FI con enlaces catódicos. En los ánodos 6N6P-E el voltaje es de +260...265V, la resistencia del cátodo ajusta el voltaje en el cátodo a 115...116V. En este modo, cada triodo conductor consume hasta 20 mA. Me gustaría recordarles una vez más que este diseño fue probado hace 13 años, tal vez ya haya olvidado algunos matices. ¡Pero! Lo que recuerdo exactamente. Logramos desarrollar la potencia a 50W, ¡hacía mucho calor! Tuve que volar los enchufes con un ventilador de 33. La respuesta de frecuencia resultó ser casi lineal de 10 Hz a 200 kHz. No se midieron la distorsión ni los niveles de ruido y de fondo. La imagen de onda sinusoidal de 1 kHz en el osciloscopio era perfecta. Como los parlantes aún no estaban listos para la prueba, simplemente conecté dos parlantes 2A12-U4 conectados en serie y escuché a baja potencia. El amplificador sonó y eso es lo principal.
No hubo problemas con la fabricación del chasis. Desde que trabajé como ingeniero en el departamento de radiocomunicaciones de la escuela de comunicaciones militares, una vez liquidada y destruida, y trabajé en transmisores de alta potencia, tuve acceso a varias empresas de defensa e institutos de investigación de la ciudad, que desarrollaron y suministraron equipos. Tampoco hubo problemas con los materiales ni con las piezas, entonces era una época dorada. Entonces en uno de los talleres pedí un chasis de 350x350x65mm. Esta estructura soldada y doblada la hice para mí a partir de una lámina de cobre de 2 mm de espesor con todos los agujeros necesarios.
La estructura del OK no ha cambiado, los modos de funcionamiento han cambiado. Voltaje del ánodo 95 V, polarización -29-30 V. Modo clase AB. Con un voltaje de entrada nominal de ~2V, la amplitud en la salida FI es ~30V, que es suficiente para alimentar 33 lámparas. Con los modos indicados a una carga equivalente a 30 Ohm, tengo cambios de 20V, lo que corresponde a aproximadamente 13W de potencia.
¿¡Alguien dirá qué tontería!? Solo hay 13 vatios en un push-pull de 33. Haré una reserva una vez más: no necesito una estufa, mi objetivo no era exprimir 50 W por canal, sino solo encontrar un compromiso entre "posible", "necesario" y "conveniente y cómodo". Si aumenta el valor de las resistencias del ánodo FI a 110 kOhm a Ea+330V, obteniendo un voltaje en los ánodos de +90...+95V, entonces con una señal de entrada de ~4V en la salida FI puede lograr una oscilación de ~70V. Pero esto es para aquellos que quieren más poder. Solo debe recordar que en este caso es necesario apretar más las lámparas OK y aumentar el voltaje del ánodo. De lo contrario, se garantiza la no linealidad al principio de la característica. Una nota más. Si la resistencia en la rejilla 6C33C es pequeña (generalmente 1...3 kOhm), entonces estos ~70 V caerán a ~40 V. Para evitar que esto suceda, la resistencia de la red debe ser de 30…100 kiloohmios. Verificado. Mientras configuraba el amplificador, resultó que cuando la polarización OK es -20...-22 V, se produce una limitación.
El deseo de aumentar la potencia aumentando la señal de entrada y aumentando la polarización a -40...45 V conduce a una distorsión de tipo escalonado.
La polarización 6С33С-В se suministra desde el estabilizador a un transistor del tipo KT-973A.
En la etapa de creación de prototipos, intenté estabilizar el ánodo de las lámparas de salida en transistores 2T-834A, pero luego me di por vencido porque Pierdo alrededor de 5...6 voltios de voltaje en ellos. Después de examinar varios circuitos de ciclotrón en sitios web extranjeros, noté que la fuente de alimentación a las etapas de salida no está estabilizada y la capacidad nominal del filtro es de 2200...4700 μF. Todos los filamentos de las lámparas funcionan con corriente alterna. En general, para deshacerme de todas estas hemorroides con la red, planeo comprar un estabilizador de red industrial, afortunadamente hay muchas de estas cosas.
Construcción y detalles
El chasis, como ya escribí, está fabricado en chapa de cobre de 2 mm. Pido disculpas por el aspecto desagradable en algunos lugares: la pintura se ha despegado en algunos lugares con el paso de los años.
Se instala un transformador en el centro.
Debajo hay un interruptor de red tipo 4P2N del servicio militar, tiene dos direcciones y cuatro posiciones: apagado, calentamiento, máxima potencia y apagado. Las salidas del devanado de la red de trance salen justo al lado.
El interruptor está conectado al mango mediante una varilla de acero a través de un cojinete.
En la parte trasera hay cuatro bancos K50-29 10000 μFx100V.
En ese momento, estaban a la mano (los modernos tienen un volumen de 6 a 8 veces más pequeño y caben fácilmente dentro del sótano). Allí también hay lámparas estabilizadoras.
En la pared del fondo hay enchufes, terminales, bloques de seguridad. En la pared frontal hay perillas para el interruptor de red y controles de "equilibrio cero". Hay lámparas a lo largo de los lados izquierdo y derecho, y instrumentos en la parte superior delantera.
Las piezas son principalmente domésticas y se utilizan en el servicio militar.
Los circuitos de señal y de baja corriente se conectaron con cable MS. La instalación, a excepción de los estabilizadores de polarización y varios elementos del estabilizador de ánodo alto, es articulada.
Los cables comunes de la etapa de entrada se recogen en un punto cerca de las resistencias del cátodo y del filtro condensador.
Las “tierras” de las resistencias catódicas están bien y los circuitos de polarización están soldados entre sí. A continuación, los cables comunes de todas las etapas y canales se conectan a los condensadores del filtro de ánodo alto. Al tocar el chasis, se determinó el punto de conexión a tierra común del amplificador, que resultó estar en el centro, al lado del interruptor de red. En el mismo punto se soldó el extremo del devanado blindado de la fuente de alimentación. Por cierto, la presencia de esta conexión, en términos de fondo, se nota de oído. Incorporé dos pequeños ventiladores planos (12Vx170mA) en la cubierta inferior del chasis para soplar aire sobre los paneles 6S33S-B.
Habilitación y configuración
El encendido comienza colocando la perilla del interruptor de red en la posición de "calentamiento". Todos los circuitos del circuito se alimentan con la mitad de la tensión de alimentación. Las lámparas se precalientan y después de unos diez minutos se puede suministrar plena potencia. En el proceso de calentamiento adicional, utilice los reguladores de "equilibrio cero" para configurar la salida a cero en los instrumentos. Me gustaría señalar que después de media hora de calentamiento, las corrientes de los ánodos de las 33 lámparas se calman y, después de realizar el último ajuste del saldo cero, se puede escuchar música. En realidad, no se requieren configuraciones especiales, debe verificar los valores nominales de voltaje y corriente indicados en el diagrama y seleccionar los modos de funcionamiento correctos de las lámparas: seleccionar una resistencia en el cátodo FI y configurar el voltaje de polarización en OK usando una resistencia de ajuste del estabilizador.Escuchando
Cargué el amplificador en los altavoces del 2A12-U4. Todavía no tengo un preamplificador ni controles de tono, así que envié una señal directamente desde un tocadiscos de vinilo (salida ~250 mV). Comparé el sonido con el transistor “Radio Engineering” con el bloque de tono y el volumen desactivados. Incluso con mi audífono promedio sentí que el sonido del tubo era mejor que el sonido de estado sólido: más vivo y natural. Se puede sentir la buena dinámica de 33 triodos. Si puedes escuchar el fondo en los parlantes, puedes intentar intercambiar los extremos del devanado de ~70 V en el rectificador de uno de los brazos.en los planes
Quiero experimentar en el futuro, en lugar de usar OTL, usando comunicación por inductor y autotransformador con la carga. Ahora estoy buscando hardware del TS-180 o TS-250. Por lo tanto, tan pronto como haya resultados de la investigación sobre este tema, continuaré con mi artículo.
Comencé mi hobby con circuitos amplificadores de transistores simples, música en color y otras cosas que se publicaban en Radio.
Hace veinte años monté mi primera grabadora de dos casetes.
Desde 1996 Me interesé por los circuitos de válvulas.
Voto del lector
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Para participar en la votación, regístrese e inicie sesión en el sitio con su nombre de usuario y contraseña.El amplificador fue desarrollado en 1995. Durante el desarrollo, el objetivo era encontrar una alternativa a la etapa de salida a válvulas, pero preservando el sonido “a válvulas”, con el recorrido de audio más corto posible, con los transistores de salida funcionando en modo “A” y sin OOS. La idea básica es un amplificador de voltaje de válvulas en la entrada y un amplificador de corriente de transistor en la salida.
Se probaron varias opciones para la etapa de válvulas, pero la elección final recayó en la etapa de transformador. Un transformador entre etapas es más difícil de fabricar y más caro, pero el aumento en la calidad del sonido lo vale. Además, dicha cascada es más confiable, más estable y existe un aislamiento galvánico de la etapa del transistor de salida y la carga.
El amplificador es térmicamente estable, no hay autocalentamiento de los transistores; el voltaje constante de salida (“0” convencional) no cambia con el tiempo. No hay ruido de fondo ni de clic al encender y apagar.
La banda de frecuencia del amplificador está completamente determinada por el transformador entre etapas, en este caso un transformador reductor, lo que reduce los requisitos de complejidad de fabricación (seccionamiento). Sólo es necesario asegurar una capacitancia mínima entre devanados. La relación de transformación se puede utilizar desde 5:1+1, con una sensibilidad de aproximadamente 1,5 V, hasta 2:1+1, una sensibilidad de aproximadamente 0,6 V, pero el transformador en el último caso será algo más complicado. Datos de uno de los transformadores fabricados en un núcleo Unitra (el tamaño corresponde aproximadamente a OSM-0.1 - sección transversal 10 cm2).
El devanado primario contiene 2128 vueltas de alambre de 0,25 mm. Hay cinco secciones - 3+3+4+3+3 - un total de 16 capas de 133 vueltas por capa. Dos devanados secundarios separados, cada uno de los cuales consta de cuatro secciones (una capa cada una) de 100 vueltas de alambre con un diámetro de 0,35 mm, conectadas en serie, para un total de 400+400 vueltas. Aislamiento entre capas - 0,1 mm (papel), aislamiento interseccional - 0,3 mm (papel + fluoroplástico + papel). Ktr. 5.3:1+1. La resistencia activa del devanado primario es de 130 ohmios, la del devanado secundario es de 13+13 ohmios. En los huecos centrales hay una capa de papel de calco para dibujos. Ancho de banda del amplificador con dicho transformador: 17 Hz - 35 kHz. La sensibilidad con un transformador de este tipo es de aproximadamente 1,6 V.
La impedancia de salida del amplificador es de aproximadamente 1,5 ohmios con una corriente de 1 A, con una corriente de 1,5 A - 1,1 ohmios.
En el primer circuito, la polarización proviene de un elemento de litio de 3,3 V (CR2016-2032, etc.), la polarización de la etapa de salida es de una fuente de 5 V común a dos canales. La corriente de reposo se selecciona mediante un divisor, para 2SK1058 a un voltaje de 2,5 V - 1 A aproximadamente, a 2,9 V - 1,5 A. Al mismo tiempo, la potencia en modo "A" con una corriente de reposo de 1 A es varios W (en adelante en modo AB hasta máxima potencia), a 1,5 A ya hasta 20 W con una tensión de alimentación de 24 V. A esta tensión, la potencia es de 33 W con una carga de 6 ohmios con limitaciones notables. La potencia se puede aumentar aumentando el voltaje de suministro de la etapa de salida y aumentando el área de los radiadores, cuya temperatura no debe ser superior a 65-70 grados C. El controlador es una etapa de transformador normal con 6P15P en el triodo.
La peculiaridad de este circuito es que cuando se enciende se observa un ligero fondo durante medio minuto (el devanado primario está “abierto” hasta que la lámpara se calienta). El efecto se puede eliminar utilizando un relé de retardo de encendido del altavoz primitivo en un transistor y cualquier relé cuyos contactos deban cortocircuitar los terminales de carga (prácticamente no hay corriente); el amplificador no teme en absoluto un cortocircuito en el producción. Además, puede mostrar el LED "listo" conectado a los contactos de relé libres en el panel frontal.
El voltaje de salida constante en la salida del amplificador, siempre que los transistores sean de la misma "caja", por regla general, no excede los 25 mV. Si este voltaje es de aproximadamente 100 mV o más, puede cambiar ligeramente el circuito de polarización activando una resistencia recortadora de múltiples vueltas adicional y ajustándola a "0".
En el “modo de espera” puede reducir el consumo de electricidad y el calentamiento de los radiadores reduciendo la corriente de reposo de 1,5 a 0,3 A. Para hacer esto, debe incluir una resistencia adicional entre la fuente de polarización de 5 V y el divisor de polarización y un interruptor de palanca en paralelo, que se puede usar para seleccionar el modo deseado.
En la segunda versión, el circuito está algo simplificado debido al hecho de que el voltaje de polarización automática del controlador se utiliza para polarizar la etapa de salida. En este caso, la fuente de 5 voltios para polarizar los transistores de la etapa de salida y el elemento de litio en la rejilla del controlador quedan excluidos del circuito.
Cuando el controlador está polarizado a 2,5 V (2,9 V), obtenemos 1 A de corriente de reposo (1,5 A). Con esta inclusión de polarización, es imposible corregir "0" en la salida (en el caso de un voltaje constante de 100 mV o más), solo es necesario seleccionar pares de transistores; aunque en la práctica tal necesidad es rara. Dado que la polarización de los transistores de salida aumenta sincrónicamente con el calentamiento de la lámpara, no hay ruido de fondo inicial cuando se enciende.
Puede cambiar el amplificador a un modo con una corriente de reposo baja dividiendo la resistencia del cátodo en dos resistencias conectadas en serie, en cuyo punto de conexión puede cambiar los extremos de los devanados secundarios.
El amplificador encaja muy bien en la carrocería y chasis del amplificador industrial 100U-101, sobre esta base se hicieron varias copias. En este caso, para alimentar la etapa de salida y los filamentos, es conveniente utilizar el transformador TPP-322, para el controlador, cualquier TA adecuado; por ejemplo, TA46. Condensadores electrolíticos Hitachi HP3, HU4; película de derivación Rifa PHE 426 y Epcos MKT; Las resistencias en la etapa de la lámpara son PTMN, en la etapa de salida son de película metálica. Hay diodos Schottky en los rectificadores de filamento, polarización y etapa de salida, y BYV26C en la fuente de alimentación de la etapa de válvulas. Para protección, puede utilizar fusibles de 3-5 A en el circuito de alimentación "variable" de los transistores terminales. La temperatura de los radiadores en este diseño con una corriente de reposo de 1,1 A es de aproximadamente 60°C.
El sonido del amplificador es limpio y claro, con un hermoso rango medio; El amplificador es bastante rápido y se adapta fácilmente a la música dinámica. Es la etapa conductora la que “juega”, los repetidores no aportan prácticamente nada. Según el esquema anterior, los amplificadores se fabricaron varias veces y la mayoría de ellos todavía funcionan para sus propietarios como principales (algunos como adicionales). Se puede mejorar el sonido aumentando la corriente de la lámpara del controlador 6P15P a 50-60 mA o reemplazando la lámpara; Se obtuvieron buenos resultados utilizando IL861.
Si gastó una fortuna en 5 metros de cable de altavoz exótico, ¿ha pensado en los 500 metros de cable en los transformadores de salida de su amplificador de válvulas?
Los transformadores de salida son componentes costosos que están intrincadamente enrollados para funcionar correctamente a altas frecuencias. Son los principales culpables de los graves suaves en los amplificadores de válvulas. La razón principal de esto es la sobresaturación del circuito magnético a bajas frecuencias. Además, aproximadamente el 10% de la potencia de salida se pierde debido a la resistencia del devanado. Una alternativa es una salida sin transformador: OTL (transformador de salida menos).
Principio de funcionamiento
El esquema OTL descrito ofrece varias soluciones. En primer lugar, para proteger los altavoces en caso de fallo, se requiere una limitación de corriente natural sin el uso de circuitos de protección auxiliares. En segundo lugar, el problema es cómo implementar una etapa de salida simétrica cuando las lámparas no tienen estructuras NPN y PNP como los transistores.
Una opción era el circulotrón, inventado por Cecil Hall en 1951, que sin embargo impide el uso de la limitación de corriente natural y obliga al uso de una configuración de fuente de alimentación muy compleja. En su lugar, se diseñó un circuito con una etapa de salida no complementaria que utiliza retroalimentación local combinada. Se logró una buena simetría y bajos niveles de armónicos, lo que se confirmó en mediciones posteriores. Esta configuración tiene más en común con el circuito de Futterman, excepto que se utiliza un par de pentodos para la etapa conductora en lugar de un separador de fase. Los pentodos pudieron proporcionar suficiente corriente y ganancia en comparación con los triodos.
El objetivo general del diseño era tener un circuito simple, con la menor cantidad posible de componentes en la ruta de la señal y un principio operativo push-pull. La cascada push-pull no sólo reduce la distorsión armónica, sino que también proporciona una reducción significativa en la ondulación de la fuente de alimentación. El resultado es un diseño estable y confiable que no requiere ajustes constantes. Para lograr esto, se incluye un circuito de retroalimentación de CC que, después de la configuración inicial, mantiene el voltaje de compensación dentro de 20 mV. Es poco probable que sean necesarios ajustes posteriores durante mucho tiempo, incluso después de reemplazar las lámparas.
Sé que la retroalimentación es un tema controvertido y muchos creen que, en última instancia, debería ser cero. Sin embargo, la retroalimentación nula en este diseño puede generar ruido audible y una impedancia de salida de 8 Ω que puede afectar seriamente el equilibrio tonal de la mayoría de los sistemas de altavoces. Por lo tanto, se decidió utilizar una profundidad de retroalimentación de 26 dB, que es común en la mayoría de los diseños de amplificadores de válvulas clásicos y reduce la impedancia de salida a 0,4 Ω para un buen control de los graves. Sin embargo, la ventaja de un amplificador de bricolaje es que puede adaptar la retroalimentación a sus propios gustos. La forma más sencilla de reducir la realimentación a 11 dB es quitar los condensadores de acoplamiento entre la primera y la segunda etapa.
Finalmente, para “potenciar” la acústica normal, se decidió que se necesitaba una potencia de al menos 20 W. La elección obvia de válvulas fue el triodo ruso 6C33C, porque un par puede entregar 2,5 A de corriente a una carga de 8 ohmios con un suministro moderado de 150 V. Esto le permite obtener 25 W en una carga de 8 Ω o 40 W en una carga de 16 Ω. Si puede aumentar la carga de 40 a 100 Ω, entonces puede obtener fácilmente 50 W de potencia en clase A. Las mediciones mostraron que la distorsión con la retroalimentación habilitada era menor que la del generador de señal. Esto dio 0,14% THD a 2W con una carga de 8Ω sin retroalimentación, o 0,007% 26dB con retroalimentación. 
Construcción y detalles.
La señal del conector de entrada SK1 se envía a la rejilla del tubo V1A a través del control de volumen RV1, C1 y R1. La retroalimentación es habilitada por las resistencias R1 y R3, que mezclan las señales de salida y entrada. La profundidad de retroalimentación es de aproximadamente 29 y se puede cambiar mediante la relación R3/R1. En otras palabras, con un voltaje de entrada de 500 mV, obtenemos 25 W en una carga de 8 Ω. Cuando RV1 se establece al máximo, la impedancia de entrada es de aproximadamente 26 k (RV1 en paralelo con R1). El condensador C1 se utiliza para la retroalimentación de voltaje CC máxima. En ausencia de polarización, la rejilla V1A tiene el mismo potencial que V1b a través de R4. Sin embargo, una pequeña diferencia de voltaje entre los cátodos de cada tubo, debido a una similitud imperfecta, puede generar voltaje en la rejilla de control V1A. Esto se muestra inmediatamente en la carga como un voltaje constante porque la retroalimentación de corriente 100% constante, a través de R3, mantiene iguales los voltajes de entrada y salida. Con el trimmer RV2 se puede conseguir un desplazamiento del cero en la salida.
La lámpara de neón H1 sirve para limitar la tensión del cátodo calentador en ambas mitades de V1 a 65 V durante el calentamiento. No se enciende durante el funcionamiento normal. Las salidas simétricas de la etapa de entrada están conectadas a las rejillas de control V2 y V3 mediante los condensadores C3 y C4. También existen conexiones parciales de CC a través de las resistencias R8 y R9. La etapa conductora consta de los tubos V2 y V3 y sus componentes asociados. Las salidas de esta etapa están conectadas directamente a las rejillas V4 y V5, que forman la etapa de salida. El trimmer RV3 le permite ajustar los voltajes en las redes V4 y V5, configurando así la corriente de la etapa de salida. La elección de la corriente de reposo implica un equilibrio entre la vida útil del tubo y la distorsión.
En teoría, es posible aumentar la corriente de reposo de los tubos de salida hasta un máximo de 400 mA, tras lo cual sus ánodos disiparán 60 W. Esto dará una baja distorsión, pero reducirá drásticamente la vida útil. Sin embargo, es posible lograr una vida útil mucho más larga del tubo con una corriente de reposo más baja, digamos 200 mA. ¡Esto también reducirá la cantidad de calor generado por el amplificador! Se eligieron pentodos en el controlador porque pueden generar más voltaje que los triodos y también porque tienen mejores características de corriente. Este último asegura la simetría en la etapa de salida. Otra ventaja del pentodo es la virtual ausencia del efecto Miller, capacitancia entre el ánodo y la rejilla de control, debido a la presencia de una rejilla de pantalla. Esto aumenta el rendimiento del escenario y elimina la necesidad de compensación de frecuencia para mantener estable el amplificador cuando se aplica retroalimentación. El único inconveniente es que producen una distorsión armónica de orden impar ligeramente mayor que los triodos. Sin embargo, los EF86 (equivalente soviético del 6Zh32P) fueron diseñados para audio. El EF86 se utilizó con mucho éxito en el controlador del famoso amplificador Quad II.
V4 es un seguidor de cátodo. Esto significa un acoplamiento 100 % negativo entre el cátodo y la rejilla, lo que da como resultado una ganancia unitaria y una impedancia de salida reducida.
V5 es un seguidor de ánodo y para tener la misma ganancia e impedancia de salida que V4, debe tener un 100% de retroalimentación negativa entre el ánodo y la rejilla. Esto se logra mediante el uso de un controlador de corriente, que por definición tiene una impedancia de fuente muy alta, que no debilita la retroalimentación que se genera a través de R13. Aunque el voltaje CC en los ánodos V2 y V3 es diferente, en realidad no supone mucha diferencia en los modos de funcionamiento de los pentodos.
R15 asegura que la rejilla de control V1A esté conectada al cable común durante el calentamiento del amplificador, en ausencia de altavoces conectados.
El fusible de descarga de gas N2 garantiza que la tensión de salida se mantenga dentro de límites seguros en todas las condiciones. Si el voltaje de salida excede los 90 V, se dispara, reduciendo así el voltaje de salida a un nivel seguro.
FUENTE DE ALIMENTACIÓN
Si bien la fuente de alimentación es bastante básica y necesita poca descripción, hay algunos puntos a tener en cuenta: En caso de una falla, al forzar el bloqueo de la etapa de salida hacia arriba o hacia abajo, el R33 proporciona un medio para limitar la corriente a través del etapa de salida y altavoz. Si el valor era demasiado bajo, el tubo de salida o el tubo del altavoz, o ambos, podrían dañarse. Si su valor fuera demasiado alto, una pequeña tensión de compensación a través del altavoz podría provocar un desequilibrio significativo en la tensión de alimentación de HT2 y HT4. Los fusibles FS1 y FS2 se quemarán en el improbable caso de que ambos tubos de la etapa del controlador, V2 y V3, no estén funcionando (o no estén conectados), provocando así una corriente excesiva a través de ambos tubos de salida V4 y V5. En teoría sólo se necesita un fusible, pero aquí se incluyen dos para que reaccionen de forma simétrica ante cualquier mal funcionamiento. 
Una mejora a este diseño sería usar corriente constante para los calentadores V1 e incluir un circuito temporizador de retardo para que el voltaje HT2 HT4 se aplique solo cuando todos los tubos ya estén calentados.
La selección de los condensadores de suavizado C8-C15 es importante porque definitivamente se encuentran en el camino de la señal entre las válvulas de salida y el altavoz y, por lo tanto, deben ser de buena calidad. Deben estar libres de vibraciones internas, lo que significa que no deben “cantar”. Hay voltajes potencialmente altos en muchos puntos durante el calentamiento, por lo que las resistencias deben dimensionarse en consecuencia.
Las resistencias de 2 vatios pueden soportar 500 VCC. Además, suenan bien y tienen un bajo ruido térmico de 1 µV/V y un bajo coeficiente de temperatura de 50 ppm/° C. Puedes ver en la foto 2 que el montaje es un poco estrecho, por lo que se recomienda utilizar uno más grande. chasis que el de 12" x 9" × 3" que se utilizó. El amplificador produce bastante calor e idealmente los tubos deberían tener más espacio alrededor para que circule el aire. También debería haber una buena ventilación debajo del chasis.
Encendido y configuración del amplificador.
Antes de encenderlo por primera vez, asegúrese de que el recortador RV2 esté aproximadamente en la posición media.
y que RV3 esté configurado en resistencia mínima.
Al girar RV3, aumentamos la corriente de reposo de cero al valor deseado (el autor lo configuró en 200 mA), lo controlamos con el amperímetro M1. Durante el funcionamiento normal, el M1 apenas se mueve, ¡no es un indicador de nivel! Aun así, es bueno tenerlo en el panel frontal como alerta temprana en caso de que algo salga mal.
Después de 20 minutos de calentamiento, ajusta el RV3 si es necesario. Luego conecte un milivoltímetro a los terminales de salida y ajuste RV2 para obtener un valor cero. Esto siempre debe hacerse con el volumen al mínimo o con el conector de entrada cerrado.
Cuando el amplificador esté funcionando, nunca lo encienda inmediatamente después de apagarlo, ya que existe el riesgo de quemar los fusibles.
Fuentes utilizadas
1. C. T. Hall, “Amplificadores de potencia opuestos en paralelo”
Patente de Estados Unidos 2.705.265, 7 de junio de 1951.
2. J. Futterman, “Un resultado comercial práctico
Amplificador sin transformador”, J. Audio Eng.
Soc., (octubre de 1956).
3. Página de historia de Circlotron http://circlotron.
trípode.com/.
La lista de componentes necesarios se muestra en la tabla.
C1, C2………………Condensador, 1μF 450V polipropileno Ansar
C3, C4………………Condensador, 0,1μF 630V polipropileno
ansar
C5…………………….Condensador, electrolítico de 10 μF 250 V
C6, C7, C18……….Condensador, 100μF 250V electrolítico
C8, C9, C10-15….Condensador electrolítico 6800μF 63V Elna
“tonerex” o Samwha “para audio”
C16, C17, C19……Condensador, 100μF 500V electrolítico
D1, D2, D3, D4…Diodo (recuperación rápida), FR605G 6A 600V
D5, D6………………..Diodo, 1N4006 1A 800V
FS1, FS2…………..Fusible y soporte, 3,15 A 20 mm
M1……………………Amperímetro, 0-1A CC
N1……………………Lámpara de neón, terminación de cable, T2
N2……………………..Tubo de descarga de gas (GDT), descarga de chispas de 90 VCC
N3……………………Indicador de neón, montado en panel
PL1……………………..Enchufe, chasis IEC
R1, R2………………Resistencia, 34k 0,1% 0,25W metal de precisión
película welwyn
R3, R4………………..Resistor, 1M 0,1% 0,25W metal de precisión
película welwyn
R5, R6………………..Resistencia, 100k 0,1% 0,25W de precisión
película metálica Welwyn
R7…………………….Resistencia, película metálica 470k 1% 2W 500V
maplin
R8, R9………………..Resistencia, película metálica 4M7 5% 0,5W 3,5kV
Vishay (emparejar pares con una precisión del 1%)
R10, R11…………..Resistencia, película metálica 1M 1% 2W 500V
maplin
R12, R13, R15…..Resistor, película metálica de 100k 1% 2W 500V
maplin
R14……………………..Resistencia, película metálica de 15k 5% 0,5W
R16……………………..Resistencia, película de carbono 10k 5% 0,5W
R17-20………………Resistencia, película de carbono 47R 5% 0,5W
R21, R22…………..Resistencia, película de carbono 1k 5% 0,5W
R23-30………………..Resistencia, película de carbono 10k 5% 0,5W
R31, R32…………..Resistencia, película de carbono 1k 5% 1W
R33…………………….Resistencia, 1k 5% 10W cable bobinado
welwyn
RV1……………………..Resistencia, variable 100k
RV2……………………..Resistencia, recortadora 1k 20 vueltas 1W cermet
RV3……………………..Resistencia, recortadora 10k 20 vueltas 1W cermet
Spectrol + adaptador de montaje en panel de 32 mm
S1…………………….Interruptor bipolar unipolar 250V
CA 5A
SK1…………………….Toma, fono
SK2…………………….Terminales (cubiertos) para adaptarse al altavoz
cable
T1…………………….Transformador de red, 6V + 6V 15VA
T2…………………….Transformador de red, 12V + 12V 225VA
T3…………………….Transformador de red, 120V + 120V 625VA
V1…………………….Tubo, conector ECC83 + B9A
V2, V3………………Tubo, EF86 (par combinado) + conector B9A
V4, V5………………Tubo, 6C33C (par combinado) + enchufe
Chelmer
Chasis……………….Acero, 17″ × 10″ × 3″ Hammond
audioXpress febrero de 2010 Tim Mellow
No hace mucho, no sin la participación del autor, estalló en www.dvdworld.ru una discusión sobre los amplificadores sin transformador en general, y sobre el circulotrón en particular. El autor estaba en minoría... la mayoría afirmaba un punto de vista colectivo que...
- Los amplificadores sin transformador no pueden funcionar.
- Los circuitos sin transformador están "transistorizados".
- ¿Qué es un circulotrón? voz desde el mostrador de atrás:¿Es este un amplificador sin transformador?
- ¡No! Todos ellos tienen una topología de "tronco".
- Este es un invento novedoso. Como Dolby. Adecuado para Domkino.
- ¡Esta es la clase AB! ¡Olvidame!
- ¡Esto es OOC profundo! voz desde el mostrador de atrás:¡Y no sucede sin OOC! todos al unísono: Kuyuyu...
- Los parlantes de alguien se quemaron debido al círculotrón.
- De hecho, sólo dos de los oponentes admitieron haber escuchado el circlotron en vivo (aunque uno de los dispositivos nombrados no era un circlotron), pero aún así no suena.
- Sólo uno de los oponentes construyó él mismo un amplificador sin transformador (o al menos observó el proceso), pero no estaba satisfecho con él.
Estas son las declaraciones que están al borde de la tercera etapa de la estadística. Miremos punto por punto. Primero, averigüemos qué es un circulotrón y qué es un amplificador sin transformador... aquellos que no comprometen los principios no pueden seguir leyendo.
El circulotrón se basa en una etapa de potencia tipo puente push-pull, en la que las corrientes de las fuentes de potencia están interconectadas a través de la carga. La corriente de carga resultante es igual a la diferencia en las corrientes de los dos brazos. Así es un circulotrón económico Electro-Voice A20 de 1956 con una potencia de salida de 20 vatios (etapas de salida y presalida) (exactamente esto). Un diseño similar en dispositivos domésticos se publicó en Radio, N9, 1963.
Bueno, ¿dónde está aquí la cascada sin transformador?, preguntará el oponente. ¿Quién le dijo que el circulotrón necesariamente no tiene transformador? Bueno, definitivamente no soy yo, son los señores de los oponentes quienes lo inventaron ellos mismos, todas las preguntas son para ellos... Y también sobre la topología del transistor.
La carga puede ser directamente un sistema acústico (como en los circulotrones modernos Atma-Sphere, Tenor Audio). Quizás: un autotransformador (utilizado tanto en diseños de fábrica como por muchos usuarios de circuitotrones "puramente sin transformador"). Finalmente puedes cortocircuitar la carga a través de los ánodos,
y haga que el circulotrón tenga un solo extremo, así:
Ya hemos mencionado la fecha: 1956. Los eventos se desarrollaron de esta manera (advierto a los fanáticos sobre nuevas cronologías: ¡las fechas son reales!)
- 07/06/1951 - Cecil T. Hall solicita una patente estadounidense, patente 2705285 emitida el 29/03/1955
- 01/03/1954 - Alpha M. Wiggins solicita una patente estadounidense, patente 2828369 emitida el 25/03/1958.
- Paralelamente, se registró una patente similar en Finlandia a nombre de Tapio Koykka (emitida el 10/11/1954 - primacía absoluta)
Las patentes de Wiggins y Koikka se implementaron inmediatamente en productos industriales bajo las marcas Electro-Voice (EE.UU.) y Voima Radio (Finlandia). La historia se cuenta con más detalle en www.circlotron.tripod.com, de donde el autor obtuvo esta información. Afortunadamente, todavía hay personas en el mundo que transmiten información extraída no de la nada, sino de bibliotecas de patentes...
De hecho, la tecnología más novedosa...
¿Por qué el plan no se extendió por todo el mundo al mismo tiempo? En la versión original de transformador-pentodo, su única ventaja sobre los tradicionales push-pull es la baja resistencia de salida en el lado del cátodo, lo que simplifica el diseño del transformador. Todas las demás "ventajas" del pentodo push-pool son obvias (OOS obligatorio, cascadas Williamson, al menos dos pares de condensadores de separación, etc.). Una desventaja importante (un doble juego de devanados, rectificadores y filtros) no le permitía competir en precio con los diseños tradicionales. Después de todo, en aquel entonces no había gama alta y la lucha era por cada dólar, no por la cantidad de ceros en el precio. Un salto cuántico a un circuito completamente sin transformador requirió una transición a un nivel de precios cualitativamente diferente, especialmente con los componentes de esa época; permítanme recordarles que los voltajes en un amplificador sin transformador son de válvulas y las corrientes son de transistores, por lo que el costo de un filtro de potencia completo (10-40 mil uF * 200V por canal ) y hoy no es nada infantil... En general, el niño no echó raíces. La nueva vida del circulotrón comenzó alrededor de 1982 (Brezhnev murió, Boeing fue derribado, Pershing fue desplegado, Novacron fue liberado).
Por cierto, sobre el doble juego de fuentes de alimentación. Es casi inevitable en los amplificadores de potencia, pero en el preamplificador balanceado de Ralph Karsten (patente estadounidense 6242977), un circulotrón completo con salida directa (120 V pico a pico, ¡no es broma!) a una línea de 600 ohmios, se hizo con un juego de rectificadores. ¿Cómo? no es fácil, pero sí muy sencillo... quien no lo haya adivinado, vaya a la biblioteca de patentes, no me corresponde a mí enseñarle. En un terminal de lámpara esto también es posible... un par de condensadores y un par (preferiblemente dos pares) de transistores MOS en radiadores de alta calidad.
Ahora tratemos con los tallos. Es difícil decir por qué tal conocimiento botánico estaba arraigado en las mentes de los oponentes (los desarrolladores de los "tallos" prefirieron términos etnográficos de la vida de los pueblos indígenas de los Estados Unidos). Como lo demostró el experimento de investigación, el circuito de Futterman-Rosenblit se llama vástago (en la práctica, actualmente solo se produce la versión Rosenblit; el circuito de Futterman original resultó no ser confiable y no aprovechó adecuadamente la baja resistencia de salida en el lado del cátodo). Aquí está, un tallo que no tiene nada que ver con el circulotrón.
El circuito F-R funciona con confianza sólo con retroalimentación (al menos 12 dB). Sin OOS no funciona: la resistencia de salida en los lados del cátodo y del ánodo es diferente, habrá muchos segundos armónicos incluso para los estándares más altos. Solo necesitas 3 etapas preliminares, pero en un círculotrón una es suficiente.
Y, además de todo lo demás, la etapa preterminal en el circuito F-R tiene capacitancias de carga completamente diferentes. En un circulotrón, ambos brazos son simétricos y no hay problemas con diferentes cambios de fase. Kilohercios hasta cientos.
Para la corriente continua, tanto en el circulotrón como en el "vástago", se requieren dos fuentes de polarización independientes para la etapa de salida. De hecho, cuando la acústica está conectada directamente, la diferencia en las corrientes de los brazos se cierra a través de ella. Pero en la práctica, con una corriente máxima del brazo de 0,5 A (ocho 6N13C o 4 6C33C por canal), incluso si un brazo falla por completo, fluirá exactamente medio amperio a través de la carga. En la vida real, incluso los oponentes y destructores de radio más honrados no podrán lograr un desequilibrio de armas útiles de más de 1/3 de la corriente de reposo con lámparas útiles. ¿Es posible matar la acústica con una corriente continua de 100-200 mA? En un caso extremo, si falla un brazo y en el otro las redes se quedan en el suelo, perdón, las mechas deberían funcionar. Opositores, ¿saben qué es esto?
Y en el caso de la comunicación por autotransformador, la cuestión de una carga constante suele ser inapropiada. Con una resistencia total del devanado de 1 ohmio desde cada cátodo a tierra, exactamente medio ohmio, y en el terminal de salida, un cuarto de ohmio... multiplicado por 0,5 A, obtenemos 125 mV en el peor de los casos.
Ahora sobre OOC. Circlotron sin retroalimentación ambiental sobre lámparas tradicionales “estabilizadas”
- Corriente CC y voltaje estable. Los tubos 6C33C en modo de polarización fija generalmente tienden a volverse locos, pero esto se puede tratar con retroalimentación local elemental (a través de la resistencia interna de la fuente de alimentación). Las lámparas 6N13S, 6S19P, 6P45S no requieren ningún truco.
- Tiene un ancho de banda de 0 a al menos 100 kHz a un nivel de -1 dB. Y estable como el Jinete de Bronce. La banda está determinada principalmente por el acoplamiento con las etapas anteriores (abajo) y el acoplamiento capacitivo entre las mitades de la fuente de alimentación (arriba). Por supuesto, con acoplamiento de transformador o autotransformador, la banda se estrecha.
- Cuando se enciende sin transformador, tiene una impedancia de salida de 10 ohmios (8 6H13S por canal) a 2 ohmios (Atma-Sphere MA1, 24 6H13S por canal). Y con un autotransformador 3:1, de 1 a 0,3 ohmios. ¿Es esto demasiado para ti? A 50 V en las redes, esto es aproximadamente 15 V en la salida. ¿Esto no es suficiente para ti?
- Por supuesto, todo depende de la acústica. Si configura la tarea para reproducir 10 Hz en pequeños reflejos de graves, utilice OOS. Y si no, y la resistencia de la acústica en el rango medio no es demasiado febril - escuchar música, ayuda...
Los primeros circulotrones Electro-Voice, transformadores, funcionaban solo con OOS. Por motivos de economía utilizaron pentodos y, mediante la alimentación cruzada de las rejillas protectoras, les exprimieron todo lo posible. Un circulotrón moderno produce los mismos 20W no con un par de 6P6S, sino con ocho 6N13S. Así que la cuestión de las distorsiones no lineales, el notorio tercer armónico, no está en el primer vatio, ni siquiera en el décimo... Y, por cierto, ¿qué pasará en el décimo vatio con un solo ciclo de trescientos? Esto no es para decir malas palabras, es solo para imaginar la diferencia de escala.
Ahora sobre las clases A y AB. Aquí se confunden opositores incurables e incluso personas bastante alfabetizadas. Siguiente: ¡para los alfabetizados! Consideremos un circulotrón real (Mammoth 1), 8 lámparas 6N13S por canal, carga de 8 ohmios. Configuremos la corriente de reposo para el triodo: 75 mA (total: 1,2 A, la compensación es de aproximadamente -60 V). ¿A qué potencia de salida pasará la cascada de clase A a clase B? Para simplificar el ejemplo, nos limitaremos a una sinusoide en la entrada. El modelado en EWB 5.12 refleja con bastante precisión la esencia del proceso.
La lógica tradicional dice que con una corriente de carga instantánea de 0,6 A (el voltaje efectivo en la carga es de 3,4 V, la potencia es de 1,5 W), un brazo estará completamente cerrado. 6W no serán suficientes. Ahora veamos cómo se comportan realmente las corrientes del brazo (excitación 9,2 V rms, salida 3,4 V rms):
¡Nada está cerrado! Después de todo, debajo del cátodo no está la tierra ni el condensador del cátodo, ¡sino la mitad de la carga! ¿Has olvidado la ley de los segundos tres? Aumentamos la emoción, acercándonos al límite.
¡Ups! Ahora puedes encender el cronómetro. En las redes - 20 V rms, en la carga - 7,3 Vrms, potencia en la carga - 6,6 W. Este es aproximadamente el límite entre las clases A-AB. Ahora aumentemos la resistencia de carga a 16 ohmios con una excitación de red constante. La forma actual volverá a la clase A (aproximadamente como en el primer gráfico), con carga: 10,7 V eff, o casi los mismos 7,0 W. El límite A-AB cambiará a 13 W en la salida (14,4 V rms en la carga). Sí, al circuito le encanta la alta resistencia a cargas, te lo advertí. Y quien no los ama...
Y no hay problemas con el transformador en el corte. Por cierto, el corte en la vida real es menos pronunciado que en los modelos ideales: la lámpara no se cierra tan fácilmente.
Y finalmente, ¿cómo suena? Opositores, díganme honestamente: ¿qué circulotrón, cuándo y en qué sistema escucharon? Mammoth siempre está listo a su servicio. Ven, discutamos juntos...
Enlaces y agradecimientos:
Circulotrones modernos de Ralph Karsten